基于双输入的宽带混合 Doherty-Outphasing功率放大器设计(2021.02 MTT)-从理论到ADS版图

原文: Wideband Two-Way Hybrid Doherty Outphasing Power Amplifier

发表于FEBRUARY 2021，在微波顶刊IEEE T MTT上面，使用的GAN CGH40010F

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作者我复现了一周，而且是MTT的比较新的理论，当个硕士毕业论文的一大章戳戳有余嘞；所以跟感兴趣的金主大大们要点饭钱，穷学生私信我，可以打个折

当然也可以自己复现，毕竟论文就在那边嘞

这篇文章是基于连续相位负载调制的单输入宽带混合Doherty功率放大器设计(2023.05 MTT)-从理论到ADS版图的前置工作，但是由于是双输入的，理论和实现的一致性高，带宽、效率的实现结果会更好。

0、实现效果展示

原来的作者在论文中贴出了微带电路图和原理图，都是比较准确并且对的上的，但是由于精度问题（论文中是mil单位，没有保留小数），我做了一点点优化。

0.1、版图展示

整体的版图如下，由于是双输入的，左边那个接的是主功放的输入，右边那个接的是辅助功放的输入：

0.2、单音信号版图仿真结果

基于上面的仿真版图，进行谐波调谐的仿真（栅极的偏置使用了村田的电感），运行HB1ToneGComp1swp_Doherty原理图，得到如下结果：

上图（左）是输出功率为43dBm时的增益、效率曲线。可以看到，在输出功率为43dBm时，在1.4GHz-2.5GHz的效率为60%-70%，增益为7.1-10.6dB。右图是1.4GHz-2.5GHz的效率随输出功率变化的曲线，由此可见其饱和效率在60%在78%之间，饱和功率在42dBm-44dBm之间（下面默认饱和是43dBm，方便解释）。回退3dB的的效率为60-73%，回退6dB的效率为51-60%。

0.3、双输入架构说明

双输入是因为该功放工作在Outphasing模式和Doherty模式，也就是在某些频点工作在Outphasing模式，某些频点工作在Outphasing、Doherty混合模式，某些频点工作在Doherty模式。Doherty-Outphasing架构由于其输入异相角的要求，由此必须是双输入的实现。好像和双输入的Doherty没有太大的关系。

Doherty-Outphasing架构对于不同的输入功率（输出功率）要求有不同的输入相位差（异相角），如何获取针对每个功率、频率的相位角呢？一般使用的是扫描的方法。

但是在此文中，作者提供理论计算可以得出饱和时所需的异相角和回退点所需的异相角，但是介于这之间的好像并没有提供，因此我直接自己针对频率点Tune了。正常应该是写个脚本扫描什么的，但是我还不太会搞。

1、文章的核心思路

1.1、提要

理想架构的Doherty功率放大器理论与仿真中介绍了传统DPA的回退思路，理想架构的非对称高回退Doherty功率放大器理论与仿真中也介绍了高回退的非对称的DPA的设计理论，但是还未对其宽带性能进行讨论。

先看看传统DPA的限制，DPA进行负载调制的基础就是四分之一波长线的阻抗变换作用，但众所周知，四分之一波长线带宽很窄，只在单一频点上效果较好（这一点可以使用理想架构的Doherty功率放大器理论与仿真中的模板进行仿真，我为了精简就不展开了）：

为了解决这个问题，作者提出了一种混合Doherty-Outphasing两种架构的模式。其主要是将辅助功放在峰值和回退的电压比Kva作为变量，Kva=9/7时，其工作于hybrid Doherty maximum模式，当Kva=2时，工作于经典的DPA模式。
$$K_{va}=|V_{ap}|/|V_{ab}|$$
Kva=9/7值的变化会影响最终实现的回退性能，对于Kva=9/7的hybrid Doherty maximum模式，其理论回退可达10dB，对于Kva=2的经典的DPA模式，其回退为6dB，关系为：
$$K_{va}=\mathrm{OBO}/(\mathrm{OBO}-2)$$

hybrid Doherty maximum模式是双输入的模式，需要提供不同的输入相位差（异相角），作者给出了计算不同Kva=9/7下饱和、回退异相角的计算公式，但是我没有看到介于其之间的计算公式：
$$\begin{array}{rl}{\theta }_b& =\pm {\cos }^{-1}\left(\pm \sqrt{\frac{K_{va}(1+n)-K_{va}^2}{2K_{va}-n}}\right)\\ {\theta }_p& =\pi -{\theta }_b.\end{array}$$
其中n为功率分配比，此处设置为1，也就是等分的情况。

由此可以得到所需饱和、回退异相角和Kva的关系了，也就是文中图2：

计算的相关代码：

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clear
clcf_arrary = 1.4:0.1:2.5;
K_va=5/7*(f_arrary-min(f_arrary))/(max(f_arrary)-min(f_arrary))+9/7;%EQN7
% K_va=[1.25 1.39 1.53 1.67 1.81 1.95 2.00];
n=1;%作者设置的等分比为1
K_im=K_va./(K_va-n);
OBO=K_va.*(n+1)./(K_va-n);
OBO_dB=10*log10(OBO);theta_b=-acosd(-sqrt((K_va*(1+n)-K_va.^2)./(2*K_va-n)));
theta_p=180-theta_b-360;figure(2)
yyaxis left;
plot(K_va,OBO_dB,'-o','Color','black','LineWidth',3);hold on
axis([min(K_va) max(K_va) 5 10])
ylabel('OBO(dB)')
yyaxis right;
plot(K_va,theta_b,'-square','Color','red','LineWidth',3);hold on
plot(K_va,theta_p,'-v','Color','b','LineWidth',3);hold on
axis([min(K_va) max(K_va) -170 -10])
ylabel('Outphasing Angles(°)')
legend('OBO','Outphasing Angles at Backoff Power \theta_{b}','Outphasing Angles at Peak Power\theta_{P}')
title('Fig. 2. OBO and peak and backoff outphasing angles versus K_{va}.')

1.2、电路结构和计算

也就是最重要的约束优化的部分了，需要什么样子的电路才能实现理论的效果，作者提出的架构如下：

其中参数的计算公式作者也给出：
$$\begin{array}{rlrl}& {\mathbb{Z}}_1& & =R_{mp}\\ & {\mathbb{Z}}_2& & =R_{ap}\\ & R_L& & =\frac{R_{mp}}{2}\\ & {\theta }_1& & ={\tan }^{-1}\left(\frac{K_{\upsilon a}}{K_{\upsilon a}-1}\tan [{\theta }_b(K_{\upsilon a})]\right)\\ & {\theta }_2& & ={\tan }^{-1}\left(\frac{K_{va}-2}{K_{va}-1}\tan [{\theta }_b(K_{va})]\right).\end{array}$$

由此文中图4可以得到：

绘图与计算代码：

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clear
clcf_arrary = 1.4:0.1:2.5;
K_va=5/7*(f_arrary-min(f_arrary))/(max(f_arrary)-min(f_arrary))+9/7;%EQN7
% K_va=[1.25 1.39 1.53 1.67 1.81 1.95 2.00];
n=1;%作者设置的等分比为1
K_im=K_va./(K_va-n);
OBO=K_va.*(n+1)./(K_va-n);
OBO_dB=10*log10(OBO);theta_b=-acosd(-sqrt((K_va*(1+n)-K_va.^2)./(2*K_va-n)));
theta_p=180-theta_b-360;theta_1=atand(K_va./(K_va-1).*tand(theta_b));theta_1(theta_1<=0)=theta_1(theta_1<=0)+180;
theta_2=atand((K_va-2)./(K_va-1).*tand(theta_b+1e-9));
theta_2(theta_2<=0)=theta_2(theta_2<=0)+180;
figure(4)
plot(K_va,theta_1,'--g','Color','r','LineWidth',3);hold on
plot(K_va,theta_2,'Color','b','LineWidth',3);hold on
axis([min(K_va) max(K_va) 50 180])
legend('T-LINE 1:\theta_1','T-LINE 2:\theta_2')
title('Fig. 4. Electrical length θ1 and θ2 of the wideband HDO-PA prototypeversus K_{va}.')VDD=25;Vmp=22;Vap=22;Iap=1.2;Imp=Iap/n;Vmb=Vmp;
disp('VDD设置为25V，载波功放、辅助功放饱和电压为22V')
disp('载波功放、辅助功放饱和电流为1.2A')Vab=Vap./K_va;Imb=Imp./K_im;
Ropt=Vmp/Imp;
Rmp=Ropt;Rap=Ropt;RL=Rmp/2;

1.3、设计参数表

作者假定电源电压为25V，除去3V的膝点电压就是22V，假设饱和电流1.2A，因此Ropt为22/1.2=18.33欧姆。

VGS,mb指的是将输出基波幅度推至22V所需的栅极基波电压幅度，由于频率越高增益降低，所需的栅极电压幅度也会越大。

设计目标是1.4-2.5GHz，随着频率不同，Kva不同，所需的异相角、微带线延迟不同，作者全部总结并列表：

2、基于CGH40010F的理想验证

运行Theory下的HB1TonePAE_Pswp_Doherty_Outphasing原理图。
此处我们使用1.4GHz所提供的参数进行验证，构建理想微带线电路图（HB1TonePAE_Pswp_Doherty_Outphasing）：

一个非常复杂的点就是要争对不同的输入功率去找最佳的异相角，我是直接Tune出来的，最终实现的结果如下，可以看到回退10dB的效率是68%：

观察一下实际实现的Kva=23.558/17.668=1.333，和理论的1.25非常接近：

3、基于ADS的电路参数验证

作者提供的原理图非常好用，所以验证非常快的，让我们看看需要实现哪些的约束。

3.1、峰值支路、载波支路的阻抗约束

上面要求，Z1和Z2的阻抗都要是Ropt=18.33欧姆：

在ADS构建如下原理图（Output/OutputSub_Combine），仿真运行观察峰值支路、载波支路的端口匹配情况（考虑封装参数）：

运行仿真，接近匹配点，效果良好：

3.2、峰值支路、载波支路的延迟约束

Output/OutputSub_Combine原理图
时延的要求作者在表里写的明白，使用上面提供的Matlab代码也可以得到一样的结果：

构建这样的原理图：

红色那条好像和作者给出的有些差距，不知道为啥，但是不管：

3.1，3.2可以放在一起优化，如：

3.3、后匹配电路

Output/OutputSub_PMN原理图：
这个好设计，把9欧姆匹配到50欧姆就行，作者原来的：

效果还可以吧：

3.4、输入匹配

输入匹配用的作者自己提供的，效果还行（Input/InputSub_MAIN&Aux）：

4、基于ADS系统版图仿真

4.1异相角的扫描

Outphasing架构对于不同的输入功率（输出功率）要求有不同的输入相位差（异相角），正常要扫描，但是我不太会写脚本就之间Tune了。争对不同的输入功率和输入频率，有不同的异相角查表：

异相角如何加到电路上去呢？这个异相角就是两路输入的延时，直接加电长度为异相角theta的微带线即可：

4.2版图联合仿真构建

加上电阻电容等器件就行了（我辅助功放栅极偏置用的-6V，和作者不太一致；此外，在2.5GHz处理论上要工作在DPA模式，也就是异相角固定为90°不随功率变化，但是我发现工作在Doherty-Outphasing效率更高，因此我设置其实际工作在Doherty-Outphasing模式）：

4.3系统性能仿真

运行Test文件夹里面的HB1ToneGComp1swp_Doherty原理图：

看一下调制曲线，载波（左），峰值（右）：

5、运行环境

ADS版本：ADS2023

依赖的ADS库文件：Cree公司的GAN库，CGH40010F管子、村田公司电容库（文件中包含，但可能要调整路径）